IGBT 和 SiC 電源開關基礎知識

IGBT 和 SiC 電源開關有哪些市場和應用？

高效的電源轉換在很大程度上取決於系統中使用的功 率半導體器件。由於功率器件技術不斷改進，大功率應 用的效率越來越高並且尺寸越來越小。此類器件包括 IGBT 和 SiC MOSFET，它們具有高電壓額定值、高電 流額定值以及低導通和開關損耗，因此非常適合大功 率應用。具體而言，匯流排電壓大於 400V 的應用要求器件電壓 額定值大於 650V，以留有足夠的裕度，從而確保安全 執行。包括工業電機驅動器、電動汽車/混合動力汽車（EV/HEV）、牽引逆變器和可再生能源光伏逆變器在內 的應用具有幾千瓦 （kW） 到一兆瓦 （MW） 甚至更高的 功率水平。SiC MOSFET 和 IGBT 的應用具有相似的功 率水平，但隨著頻率的增加而產生差異，如圖 1 所示。SiC MOSFET 在功率因數校正電源、光伏逆變器、用於 EV/HEV 的直流/直流、用於 EV 的牽引逆變器、電機驅 動器和鐵路中變得越來越常見，而 IGBT 在電機驅動器 （交流電機），不間斷電源 （UPS）、小於 3kW 的集中式 和串式光伏逆變器以及牽引逆變器 EV/HEV 中很常見。

圖 1：基於功率和頻率水平的功率半導體器件應用

SiC MOSFET 與矽 (Si) MOSFET 和 IGBT 相比有何系統優勢？

Si MOSFET 和 IGBT 已在電源轉換器中使用了很長時 間。不過，SiC MOSFET 已成為一項新技術，鑑於其固 有的材料特性（寬頻隙 （WBG） 材料），其優勢已超過這 些器件。表 1 中總結了這些特性。與使用 Si 器件的系 統相比，SiC 的材料特性可直接轉化為系統級優勢，包 括更小的尺寸、更低的成本以及更輕的重量。因此，SiC MOSFET 正在逐漸取代 Si 功率器件。

表 1：功率器件材料特性

Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 電 源開關之間有何差異？

Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 均可用於電源 應用，但其功率水平、驅動方法和工作模式有所不同。功率 IGBT 和 MOSFET 在柵極均由電壓進行驅動，因 為 IGBT 內部是一個驅動雙極結型電晶體 （BJT） 的 MOSFET。由於 IGBT 的雙極特性，它們以低飽和電壓 承載很大的電流，從而實現低導通損耗。MOSFET 也具 有低導通損耗，但取決於器件的漏源導通電阻 RDS（ON） 與導通狀態電壓。Si MOSFET 承載的電流要小於 IGBT，因此 IGBT 用於大功率應用。MOSFET 用於重視 高效率的高頻應用。就器件型別而言，SiC MOSFET 與 Si MOSFET 相似。不 過，SiC 是一種 WBG 材料，其特性允許這些器件在與 IGBT 相同的高功率水平下執行，同時仍然能夠以高頻 率進行開關。這些特性可轉化為系統優勢，包括更高的 功率密度、更高的效率和更低的熱耗散。表 2 列出了這些器件之間的一些主要差異。

表 2：功率器件額定值和應用

隔離式柵極驅動器特性

隔離的一些常見形式是什麼，它們有何差異？

隔離對於系統可靠性和人身安全而言至關重要。可以 使用各種形式的電氣隔離。三種主要的型別是光學隔 離、磁隔離和電容隔離。每種型別使用不同的方法將交 流或直流訊號可靠地傳輸到輸出，無需實際的電氣連 接。光學隔離（如圖 2 所示）透過驅動 LED 燈來傳輸信 號。LED 位於光電晶體附近，光電晶體將光訊號轉換為 由互補金氧半導體 （CMOS） 電路緩衝的電流。磁隔離（如圖 3 所示）使用變壓器的繞組透過磁場在氣 隙中傳輸訊號。輸入端的磁場在輸出端感應出與原始 訊號成正比的電流。電容隔離（如圖 4 所示）使用電場 在兩個導電板之間傳輸訊號。在選擇正確的隔離柵型別時，主要考慮因素是隔離級 別、CMTI 等級以及降級和壽命。德州儀器 （TI） 電容隔離技術的工作電壓由時間依賴型 電介質擊穿 （TDDB） 決定，其中考慮了所有降級機制。與基於光耦合器和基於變壓器的隔離相比，TI 的電容 技術顯示了處理更高應力電壓的能力。

高電壓應用為何需要隔離？

許多系統包含低電壓和高電壓電路。這些電路相互連 接，將所有控制和電源功能結合在一起。例如，圖 5 顯 示了牽引逆變器的方框圖。這包括初級側的低電壓通 信、控制和主電源電路。次級側具有高電壓電路，包括 電機驅動器、功率級和其他輔助電路。控制器使用來自高電壓側的反饋訊號，並且容易受到 高壓的影響，因此如果沒有隔離柵，則會造成損壞。隔離柵透過形成單獨的接地基準將初級側電路與次級 側電路進行電氣隔離，這也稱為電隔離。這種隔離可以 防止不需要的交流或直流訊號從一側傳輸到另一側。初級側不會超過電路的最大額定值。此外，人可能會觸 及控制電路，因此需要採用高電壓隔離以防止電擊。有三種主要型別的隔離：功能隔離、基本隔離和增強型 隔離。功能隔離指確保正常執行但不防止電擊的隔離 級別。只要隔離柵完好無損，基本隔離就可以提供足夠 的電擊防護。安全準則要求使用增強型隔離，這是基本 隔離級別的兩倍，用於提供冗餘。

表 5：牽引逆變器方框圖

如何確定電源開關的驅動強度？

驅動強度指柵極驅動器的拉電流和灌電流能力。驅 動器強度的選擇取決於所使用的電源開關 （IGBT 或 MOSFET）（基於其柵極電荷）。柵極電荷是所需的電荷 量或給定時間段內的電流，用於對輸入電容進行充電 和放電，CISS = Cgd+ Cgs，如圖 6 所示。柵極電荷表示為 一段時間內柵極電流的積分，並重新調整以求解所需 的柵極電流：

其中 trise/fall 是柵極電壓提高開關速度所需的上升和下 降時間。柵極電荷在大多數資料表中表示為如圖 7 所 示的圖，其中描述了電荷分佈到 Cgd 或 Cgs 的區域。最 關鍵的區域是米勒平坦區域，在該區域中對 Cgd 進行充 電並且柵極電壓保持恆定。在該區域內，器件上切換的 電壓會改變狀態並導致開關損耗。因此，驅動器應該能 夠在該區域內提供最大的驅動強度。柵極驅動器所需 的功率由下式給出：

其中 fsw 是開關頻率，VDRV 是驅動電壓。

圖 6：功率器件輸入電容

圖 7：功率器件柵極電荷圖

對於驅動電源開關而言，分離輸出為何比 單個輸出更好？

柵極驅動器在電源開關器件的柵極上拉取和灌入電 流，以使其導通和關斷。開關電源器件的速度取決於驅 動電流。要計算驅動器可用的驅動電流，應使用施加的 柵極驅動電壓和柵極電阻：

柵極電阻器控制器件的瞬態電壓 （dv/dt） 和瞬態電流 （di/dt） 的速度，以限制開關噪聲和開關損耗。對於功率 器件，上升時間、下降時間以及導通和關斷之間的延遲 通常是不同的，因此需要單獨考慮。例如，關斷時的 di/ dt 可能導致較大的電壓過沖，因此降低開關速度是有 益的。不過，在導通期間，最好快速進行開關，以降低開 關損耗。柵極驅動器可以具有單個或分離輸出。圖 8 顯示了單 輸出驅動器。在這種情況下，二極體會分離導通和關斷 的控制。這會增加物料清單，佔據柵極驅動器板上的更 多空間，並且增大柵極迴路中的阻抗。作為替代方案， 分離輸出驅動器具有單獨的導通和關斷路徑，用於完 全獨立地控制驅動拉電流或灌電流強度。關斷時具有 較低的 RG 對 SiC MOSFET 是有利的，可以防止由於快 速開關和米勒電流引起的誤導通。因此，分離輸出（圖 9 ）是高效且安全地控制功率器件的最佳選擇。

圖 8：具有單個輸出的驅動器

圖 9：具有分離輸出的驅動器

高驅動強度為何對 IGBT 和 SiC MOSFET 有益？

IGBT 和 SiC MOSFET 在開關瞬變期間會因電壓和電 流重疊而產生損耗，如圖 10 所示。柵極電流或驅動強 度決定了器件輸入電容器的充電和放電速度，在圖中 表示為 tsw。當柵極電流增大時，tsw 減小。如果電流過 小，則損耗升高。所需的柵極驅動強度取決於器件的 柵極電荷 QG，如圖 11 所示。可以使用以下公式計算在 V gs 增大至超過 Vth 到最大驅動電壓 VDRV 期間（時間為 ton）為器件充電所需的平均電流：

該電流是使器件完全導通所需的平均電流。不過，我們 感興趣的區域是米勒平坦區域，在該區域中柵極電壓 在開關瞬態期間保持恆定。柵極驅動器必須能夠在該 區域期間提供最大電流，以降低開關損耗。這取決於柵 極電阻器和該平坦區域期間的驅動電壓。SiC MOSFET 可以非常快速地進行開關，從而適合大功率和高頻率 應用。柵極電流必須很高才能使器件提供這些好處。更 快的開關速度可最大限度地減少無源元件，從而減小 總體系統尺寸和重量。在快速且高效地開關時，IGBT 和 SiC MOSFET 均可提供系統級優勢。

圖 10：器件導通開關損耗

圖 11：器件柵極電荷圖

保持最小死區時間為何對於電源系統執行 而言至關重要？

死區時間在許多開關模式電源轉換器、逆變器和電機 驅動器中至關重要。死區時間是指兩個器件採用半橋 配置時都沒有進行開關以避免任何潛在重疊的時間 段，如圖 12 所示。有幾個因素可以影響死區時間設定：脈衝寬度失真、傳播延遲以及上升和下降時間。脈衝寬 度失真由上升沿和下降沿的傳播延遲不匹配決定，如 圖 13 所示。傳播延遲也至關重要，特別是在針對高側 和低側使用兩個單獨的驅動器時。這兩者之間可能發 生不匹配情況，如圖 14 所示。此外，上升和下降時間也 可能影響這些訊號的重疊。這些引數中最大的是最小 允許死區時間，加上一定的誤差幅度。在電源系統中，保持最小死區時間以提高轉換器效率 至關重要。在死區時間期間，電流向迴流過 IGBT 或 MOSFET 體二極體，如圖 12 所示。體二極體的壓降比 器件本身大得多，因此導通損耗更高。死區時間越長， 損耗就越高，從而降低效率併產生熱量。因此，最好通 過使用具有低脈衝寬度失真、低傳播延遲和短上升和 下降時間的柵極驅動器來最大程度地縮短死區時間。

圖 12：同步開關半橋

圖13：脈寬失真

圖 14：傳播延遲不匹配的影響

低傳播延遲為何對於高頻電源系統而言至 關重要？

由於 SiC MOSFET 等 WBG 器件，現在可以使用高頻電 源系統。在這些系統中，更高的頻率能夠最大程度地減 少濾波元件，從而最大程度地減小系統，因此能夠實現 更高的功率密度。不過，更高的頻率也意味著更高的開 關損耗。因此，最大程度地降低損耗至關重要。傳播延 遲是柵極驅動器的關鍵引數之一，它可能會影響高頻 系統的損耗和安全性。傳播延遲定義為從輸入的 50% 到輸出的 50% 的延時時間，如圖 15 所示。該延遲會影 響器件之間切換的時序，這在器件之間的死區時間或 關斷時間受限的高頻應用中至關重要。死區時間是必 需的，用於確保兩個器件不會同時導通，而同時導通可 導致擊穿並降低效率。如果死區時間小於傳播延遲，則 兩個器件將同時導通，如圖 16 所示。不過，使死區時間大於傳播延遲會導致系統效率降低。在使用 SiC MOSFET 時該結果至關重要，因為在死區 時間期間電流會向迴流過體二極體。該二極體兩端的 壓降很大，因此會增加損耗。傳播延遲至關重要的其他 應用包括並聯 MOSFET 和 IGBT 並以最小的導通延遲 差異同時驅動它們。通常，最好使用具有低傳播延遲的 柵極驅動器，並且在高頻系統中提高效率至關重要。

圖 15：傳播延遲

圖 16：傳播延遲不匹配

嚴格的器件至器件傳播延遲匹配為何至關 重要？

當使用多個驅動器來驅動電源和逆變器應用中的同步 開關時，傳播延遲是電源系統中的關鍵引數。延遲會影 響設計到系統中的死區時間，以防止兩個器件同時打 開或同時驅動多個並行器件。雙通道柵極驅動器同時 具有用於上下開關的輸出，高側和低側輸出之間的傳 播延遲可能會有所不同。不過，使用兩個單通道驅動器 也很常見（如圖 17 所示），可將其放置在更靠近功率器 件的位置。如果兩個驅動器具有相同的傳播延遲規格， 則可以設計死區時間，以一定的誤差幅度匹配該規格。由於器件之間的差異（例如，高側驅動器的傳播延遲比 低側驅動器更長），也可以將傳播延遲指定為較寬的範 圍。圖 18 顯示了一個不匹配的傳播延遲與上升時間 和下降時間示例，這會在某些開關週期（甚至包含死區 時間）內導致重疊。在這種情況下，您需要大幅度增加 死區時間設定以防止擊穿，因此會降低轉換器效率。不 過，如果驅動器具有嚴格的器件到器件傳播延遲匹配， 則可以減小死區時間，而不必犧牲效率或擔心安全性。

圖 17：硬開關半橋配置

圖 18：傳播延遲對死區時間的影響

高 UVLO 為何對於 IGBT 和 SiC MOSFET 電源開關的安全執行而言很重要？

UVLO 監視柵極驅動器的電源引腳，以確保電壓保持在 特定的閾值以上，從而確保正常工作。在次級側，UVLO 額定值設定了開啟電源開關所需的最小允許驅動電 壓。柵極電壓對導通損耗和開關損耗都有影響。由於可 用柵極電流減小，因此當 VGS 較小時，開關損耗將增加， 從而使開關速度更慢：

導通損耗對於系統性能而言至關重要，並且高度依賴 於 VGS。如圖 19 所示，當柵極電壓降低時，IGBT 和 SiC MOSFET 的輸出特性會發生變化。對於 SiC MOSFET， 這種變化更加明顯。例如，如果某個 IGBT 的 UVLO 為 10V，則該器件仍會在特定的電流水平下以類似的導通 損耗執行。不過，對於 MOSFET，與較高的驅動電壓相 比，其導通損耗將高得多。高導通損耗的結果是導致更 低的效率和發熱，從而縮短壽命。一個次要的考慮因素 是柵極驅動架構。SiC MOSFET 和 IGBT 通常使用負電 壓軌，以實現更佳的關斷效能和可靠性。如果 UVLO 以 VEE 為基準，則最小驅動電壓可能甚至低於規格。通常 最好使用較高的 UVLO 電壓，以確保隨著時間的推移 實現低導通損耗和更佳的可靠性。

圖 19：IGBT 和 SiC MOSFET I-V 曲線

圖 20：以 COM 為基準的 UVLO

什麼是輸入抗尖峰濾波器，它們為何在大功率應用中很重要？

大功率應用容易受到電源開關中大電壓和電流瞬變的 影響。該噪聲可能耦合到與柵極驅動器相連的控制信 號線。結果，柵極驅動器輸入端可能會產生意外的電壓 尖峰，從而導致驅動器在不應該使電源開關器件導通 時將其導通。由於輸入電容和柵極電阻，因此該脈衝可 能很小，以至於不足以使功率器件完全導通，從而導致 大量的導通損耗。如果兩個器件在半橋中互補開關，則 在其意外地同時導通時，可能會導致擊穿問題。擊穿允 許大電流流過器件，可能損壞其中一個器件或使兩個 器件都損壞。輸入抗尖峰脈衝濾波器可以抑制環境噪聲，從而使驅 動器輸出看不到干擾。干擾抑制通常約為 20-30ns，相 應開關頻率為 50MHz，該頻率不接近於 IGBT 或 SiC MOSFET 應用的常見開關頻率。干擾濾波器可以同時 抑制正脈衝和負脈衝，以防止器件意外導通或關斷，如 圖 21 和 22 所示。在柵極驅動器中整合抗尖峰脈衝濾 波器可改善高噪聲環境中的驅動器效能，並保護器件 免受可能的故障影響。

圖 21：導通時的抗尖峰脈衝濾波器

圖 22：關斷時的抗尖峰脈衝濾波器

什麼是互鎖保護及其如何在驅動器中實現？

IGBT 或 SiC MOSFET 對它們在其中執行的系統的運 行至關重要，因此對其進行保護非常重要。這些器件不 僅對於高效執行而言至關重要，它們也是系統中最昂 貴的元件之一。將器件佈置在半橋中（如圖 23 所示） 時，它們不能同時導通。因此，在開關改變狀態以及兩 個器件都關斷之前使用死區時間。如果兩個器件同時 導通，則會發生擊穿並導致大電流尖峰和潛在的故障。如果死區時間計算不正確（過短、驅動器之間的傳播延 遲不同或輸入端噪聲），則會發生擊穿。互鎖是一項整合在柵極驅動器中的功能，可防止擊穿。邏輯電路結合了柵極驅動器的正輸入和負輸入，因此 它們永遠無法同時導通。可以將其視為一項整合的死 區時間功能，其中考慮了驅動器的固有延遲。即使使用者 程式設計的死區時間出錯，驅動器互鎖也不會允許兩個輸 出同時開啟。可以為單輸出或雙通道驅動器實現互鎖 如圖 24 和 25 所示。在雙通道驅動器中，輸入通道在 內部連線在一起；在單輸出驅動器中，輸入在外部連線 在一起。

圖 23：硬開關半橋

圖 24：具有互鎖功能的雙通道驅動器

圖 25：兩個具有互鎖功能的單通道驅動器

為何在電源轉換器中感應溫度？

由於封裝材料限制，分立電源開關和電源模組設計為 在特定的溫度範圍（通常為 -50°C 至 150°C）內工作。不 過，開關引起的功率損耗和導通損耗將導致晶片發熱， 從而導致其隨時間的推移而損壞或完全毀壞。器件的運 行環境可能包含極高的熱量，這也可能導致裸片溫度過 高。通常，電源系統設計人員會首先在溫度達到特定的 限值時降低功率，然後在溫度超過最大閾值時完全關閉 轉換器。為此，使用溫度感測器來監測器件溫度。溫度測量精度是關鍵因素，因為在不必要的情況下，降 低功率是不可取的。如果精度很差，則該器件可能仍會 承受過多的熱量並隨著時間的推移而退化。當降低散熱 器設計的成本時，高度精確的測量還提供了裕度空間。通常使用熱敏電阻或熱敏二極體監測溫度。負溫度系 數 （NTC） 熱敏電阻通常監測 IGBT 電源模組中的溫度， 並整合在靠近器件的位置，以便提供最精確的讀數 （圖 26）。

圖 26：具有整合溫度感測器的電源模組

什麼是 CMTI，如何進行測量？

共模瞬態抗擾度 （CMTI） 是隔離式柵極驅動器的一項 主要規格。CMTI 是施加在兩個隔離電路之間的共模電 壓 VCM 上升或下降的最大容許速率，如圖 27 所示，單 位為千伏/微秒 （kV/us） 或伏/納秒 （V/ns）。為了改變測 試的壓擺率，可以增大電壓或減小時間間隔。該隔離等 級與其他靜態隔離或浪湧等級不同，因為它以更快的 變化率施加。大功率開關能夠在幾百納秒內改變電壓 和電流 - 對於 SiC MOSFET，該時間短於 100ns。這會 產生非常大的電壓瞬變，通常大於 100V/ns。柵極驅動 器在每個開關瞬間都會經歷這些電壓擺幅，尤其是在 驅動器以開關節點為基準時，如圖 28 所示。因此，驅動 器需要能夠承受高於額定水平的 CMTI，以防止低壓電 路側產生噪聲，並防止隔離柵發生故障。

圖 27：CMTI 測試

圖 28：隔離式雙通道驅動器

隔離式感應為何很重要，它需要達到多高的精度？

電源轉換器和逆變器使用電壓、電流和溫度感測器來 提供反饋控制，最佳化系統性能或防止產生故障。例如， 三相電機驅動器使用電流反饋來調節電機的轉速和扭 矩。如果電流測量不精確，則電機會產生扭矩紋波，從 而無法正常執行。如圖 29 所示，可以測量系統中的各種訊號，包括相電 流、電壓和溫度。出於功能和安全原因，對這些訊號進 行隔離，從而將低壓控制側與高壓感應側分開。在低電 流系統中，使用分流電阻器在相線上的一個分流上測 量相電流，其中參考節點位於逆變器的開關節點上。如 果未隔離此訊號，則控制側將看到 VDC 的高壓擺動，低 壓電路將損壞。此外，人可能會觸及控制箱，因此需要 採用高電壓隔離以防止電擊。測量精度取決於系統要求。通常，電流和電壓必須十分 精確（在 ±1% 以內），因為它們會反饋到控制器，用於 直接改善系統輸出。通常，溫度不需要如此精確；處於 ±3% 至 5% 的範圍之內就足以防止由於過熱而導致 故障或降低功率以冷卻系統。

圖 29：三相電機驅動系統中的隔離式感應

IGBT 和 SiC 保護基礎知識

什麼是 dv/dt 引起的導通？

IGBT 和 SiC MOSFET 通常用於大功率逆變器、轉換器 和電機驅動應用。由於高功率水平和這些快速開關器 件，在每個開關瞬間都會產生很大的 dv/dt 和 di/dt。在理想情況下，這些快速瞬變對系統有利，並且不會造 成任何負面影響。實際上，電路和開關器件包含與這些 瞬變相互作用的寄生電容和電感，從而可能對系統造 成破壞。具體而言，dv/dt 可能會透過在上部器件 S1 開啟時錯 誤地使半橋中的下部器件 S2 導通導致擊穿，如圖 30 所示。Vds 或 dv/dt 的快速增加導致電流流過寄生電容 Cgd 或 Cge （該寄生電容稱為米勒電容，位於 MOSFET 內），其路徑如圖 31 所示。相應的關係為：

米勒電流根據柵極電阻以及 Cgd 與 Cgs 之比在柵極上 產生電壓。如果壓降大於閾值電壓 Vth（如圖 32 所示）， 則該器件可能會導通並引起擊穿，從而導致過大的電 流和功率耗散。

圖 30：MOSFET 半橋

圖 31：S2 的米勒電流路徑

圖 32：米勒電流對 S2 的柵極電壓的影響

什麼是米勒鉗位？

電源開關的電壓瞬變 dv/dt 與寄生米勒電容器 Cgd 相 互作用，導致電流流過柵極並可能導致誤導通。米勒電 容是基於功率器件的物理特性的固定引數，無法更改。下一個解決方案是減小 dv/dt。通常，會調整柵極電阻 器 Rg 以調節驅動強度，從而將開關速度降低至可接受 的水平。不過，增大 Rg 也會透過減慢開關速度來增大 開關損耗。米勒鉗位可以在不影響開關效率的情況下 重定向電流。米勒鉗位以米勒電容器命名，是一種低阻抗開關，可重 定向由 dv/dt 引起的電流。米勒鉗位透過將 MOSFET 的柵極接地或與負電壓軌相連，將器件保持在關斷狀 態。實施米勒鉗位的一些主要考慮因素是位置和下拉 電流能力。位置決定了阻抗，從而決定了鉗位的有效 性；阻抗越高，其有效性越差。下拉能力決定鉗位是否 能夠重定向足夠的由 Cgd 產生的電流，以防止誤導通。如果下拉電流過小，則鉗位無效。

圖 33：不帶米勒鉗位的柵極驅動器

圖 34：帶米勒鉗位的柵極驅動器

內部米勒鉗位與外部米勒鉗位之間有何差異？

米勒鉗的位置會極大地影響其有效性。鉗位的目的是為 米勒電流提供一個低阻抗路徑，使其流向接地端。如果 鉗位的位置遠離開關器件，並且佈局未經過最佳化，則鉗 位路徑中的阻抗可能大於透過柵極驅動器的阻抗。根據 系統評估是需要內部還是外部米勒鉗位非常重要。內部米勒鉗位位於驅動器 IC 內。使用內部鉗位可減少 構建電路所需的元件，但其位置可能遠離電源開關。米 勒電流的路徑中可能具有寄生電阻和電感 Rp 和 Lp ，如 圖 35 所示。如果該電流足夠大，則米勒鉗位不會對驅 動器效能產生太大的影響。外部米勒鉗位由驅動器控制，但位於外部，如圖 36 所 示。這樣，可以將鉗位放置在非常靠近電源開關的位 置，以減小電流路徑中的任何阻抗。該實現最適合具有 高 dv/dt 的器件。

圖 35：帶內部米勒鉗位的柵極驅動器

圖 36：帶外部米勒鉗位的柵極驅動器

什麼是短路電流？

在電位不同的導體之間建立電氣連線時會發生短路， 從而形成幾乎沒有阻抗的路徑。在這種狀態下，電流不 再受到限制，可能達到破壞性的水平。短路可能由各種 原因導致，包括接線不良、過載情況或控制故障。短路是逆變器、轉換器和電機驅動器等電力電子產品 中最普遍的故障之一。短路可能導致電源開關器件發 生災難性故障。IGBT 或 SiC MOSFET 等開關具有有限 的基於其熱容量的電流承受能力。過大的短路電流 （遠高於額定水平）會導致裸片中產生大量的熱耗散。在圖 37 中，VDC 透過 S1 與 VOUT 短接。當 S2 導通時，短 路電流透過開關迅速增大（如圖 38 所示），從而導致 過熱和損壞。因此，有必要使用保護電路來檢測何時發 生短路，然後在發生故障之前關閉功率器件。根據器件 可以承受過流事件的允許電流水平和時長來設計保護 電路。

圖 37：具有非重疊輸入的硬開關半橋

圖 38：短路事件期間的 S2 波形

檢測短路的方法有哪些？

可以透過多種方法來檢測短路。方法的選擇取決於功 率器件的型別、系統電壓和電流額定值、精度要求以及 成本限制。短路感應就是直接或間接測量流經 IGBT 或 SiC MOSFET 的電流。請參閱表 4。

表 4：短路檢測方法的優點和缺點

快速短路反饋為何至關重要？

快速短路反饋對於將器件保持在其安全工作範圍內而 言至關重要。發生短路時，電流會迅速增加至超過器件 額定值的水平，從而由於功率耗散而發熱。根據電流水 平和保持該電流水平的時間，器件可能損壞。給定時間 段內耗散的功率稱為短路能量（如圖 39 所示），器件可 以承受的最小能量稱為其臨界能量 EC。EC 的定義不一定總是很明確，但您可以根據結至外殼 熱阻 Zthjc 圖進行估算，如圖 40 所示。該圖顯示了 Zthjc （°C/W） 與脈衝時間 tp 之間的關係（採用變化的佔空比 D）。熱阻至關重要，因為它定義了裸片的熱容量。通常， 器件需要保持在指定的結溫 Tj 以下，臨界能量的計算 公式為：

脈衝寬度可以幫助確定短路反饋電路必須達到多快的 速度，以防止器件過熱。這對於 SiC MOSFET 尤為重 要，因為它們快速進行開關，從而使電流可以迅速增 大，並且它們具有很小的裸片尺寸，因此與 IGBT 相比， 它們的短路承受時間 （SCWT） 更短。因此，縮短測量過 電流事件的時間並選擇相應的保護電路至關重要。

圖 39：短路期間的功率損耗

圖 40：單個脈衝的 MOSFET 熱阻

什麼是 IGBT 中的去飽和，如何檢測它？

IGBT 中的過電流會導致去飽和。各種短路事件都可能 導致去飽和，在這些事件中電流會迅速增大至超過器 件最大額定值的水平。當 IGBT 去飽和時，從飽和區移 到有源區，會消耗最大功率，從而導致過熱並可能造成 災難性損壞。因此，透過限制電流 Ic 以確保在飽和區域 內執行 IGBT 至關重要。在電流膝點（如圖 41 所示）處，器件開始轉換到有源 區域。此時，Ic 停止增大，而 Vce 繼續增大。保護電路旨 在透過測量電流或監測電壓水平是否達到預設的閾值 （分別為 IDESAT 和 VDESAT）來檢測該轉換。最常見的保護 電路稱為 DESAT 保護，它監測導通狀態電壓 Vce，以檢 測何時達到閾值。在這種情況下，選擇 VDESAT，使其處 於電流膝點區域內（通常為 7V 至 10V）。在正常執行期 間，VDESAT > Vce。當 VDESAT

圖 41：IGBT 的 I-V 曲線

什麼是 IGBT 去飽和檢測中的消隱時間？

DESAT 檢測必須足夠快地觸發，以防止發生災難性故 障。不過，由於系統的非理想性（例如功率器件的非理 想開關，其中完成電壓和電流轉換可能需要數百納秒 的時間），立即進行 DESAT 檢測可能會導致不精確的 故障觸發。如圖 42 所示，首先是電流上升，然後電壓下 降。DESAT 在導通狀態期間檢測電壓 Vce 或 Vds，因此 應將測量延遲到器件完全導通且電壓達到其最低值之 前進行。此外，在快速電壓瞬變之後可能會發生振盪， 從而導致 DESAT 電壓上升到閾值以上。由於這些原 因，DESAT 電路設計具有稱為消隱時間的固有延遲，該 延遲應至少為 t4-t0。如上所述，消隱時間 tBLK 應足夠長，以防止誤跳閘，但 又應足夠短，以在器件損壞之前將其關閉。建議的消隱 時間通常大約為 2 s，該值小於 IGBT 的 SCWT。SCWT 由給定時間段的最大允許功率耗散定義。DESAT 電路 設計採用圖 43 中所示的元件，這些元件包括一個電流 源 ICHG、一個電壓基準 VDESAT 和一個電容器 CBLK。消隱時間計算公式為：

圖 42：電源開關導通波形

圖 43：典型的 DESAT 電路實現

如何為 IGBT 設計去飽和電路？

DESAT 保護電路需要考慮適當設定消隱時間、DESAT 閾值電壓和高壓阻斷二極體。消隱時間 tBLK 必須足夠 長，以防止誤觸發，但必須短於器件的 SCWT。消隱時 間設定取決於 IGBT 的特性。通常在具有 DESAT 功 能以及閾值電壓 VDESAT 的驅動器 IC 中提供充電電流 I CHG，如圖 44 所示。根據直流匯流排電壓設定高壓二極體 DHV。當 VDC 的範圍 為千伏級時，DHV 可以是多個串聯的二極體。DHV 的反 向恢復應極小，以防止反向電流引起誤跳閘。最好使 用快速恢復二極體，以防止產生錯誤的 DESAT 故障信 號。此外，多個高壓二極體可以幫助調節實際閾值電 壓 VDESAT，actual，其中從 VDESAT 中減去二極體數量乘以其 正向電壓所得的值。VDESAT 是 DESAT 故障觸發時的基 準電壓，該基準電壓在具有整合 DESAT 保護功能的柵 極驅動器中設定。實際檢測電壓可以根據消隱電阻器 RBLK 和高壓二極體的正向壓降進行調節。您必須使用 所有這些元件來精確地設定 DESAT 電壓。因此，實際 檢測電壓為：

圖 44：典型的 DESAT 電路實現

檢測 IGBT 的去飽和為何比檢測 SiC 的去 飽和更有意義？

DESAT 是最常見的過電流保護電路，由於易於實現，因 此是許多應用的預設選擇。不過，IGBT 與 SiC MOSFET 之間存在固有差異，這些差異使 DESAT 保護與 SiC MOSFET 相比更適合 IGBT。圖 45 顯示了 IGBT 和 SiC MOSFET 的 I-V 特性。對於相同的額定電流和電 壓，IGBT 到達有源區域時的 Vce 比 SiC MOSFET 轉 換到飽和區域時相應的 Vds 水平低得多。從本質上 講，IGBT 限制了耗散的功率，因為電流停止增加。在 SiC MOSFET 中，電流持續增大，而 Vds 也增大，由於 高功率耗散和產生的熱量，導致器件以更快的速度發 生故障。此外，SiC MOSFET 比 IGBT 更快地達到最大 功率耗散點，因為它們的開關速度要快得多。IGBT 的去飽和電壓通常為 7V-10V，而 SiC MOSFET 的去飽和電壓沒有明確定義的範圍。因此，為 IGBT 選 擇 DESAT 電壓較為簡單，但這對於 SiC MOSFET 而言 幾乎是不可能的。可以在進行一些修改後將 DESAT 用 於 SiC MOSFET，但不會實現最佳效能。SiC MOSFET 具有比 IGBT 更短的 SCWT 並且開關速度更快，因此 時序至關重要。分流電阻器電流監測或過電流檢測等 方法最適合 SiC MOSFET。

圖 45：IGBT 與 SiC MOSFET 的 I-V 曲線

什麼是過電流檢測，它為何更適用於 SiC MOSFET？

DESAT 作為一種短路保護形式在 IGBT 中很常見， 但由於其 I-V 特性，並非始終適合 SiC MOSFET。SiC MOSFET 從線性區域到飽和區域的轉換尚不明確，因 此使用單個電壓閾值進行 DESAT 檢測可能不太精確。一種更適用的檢測形式是過電流檢測，它測量流經精 確分流電阻器 Rshunt 的電流。考慮到 Rshunt 中會流過很 大的電流，其測量確實會導致更大的功率損耗。結果， 由於自熱，其精度也可能更低。分流電阻器值通常處 於毫歐級範圍之內，測量的電流根據歐姆定律 （V = I * R） 得出。與 DESAT 相比，分流電阻器監測更加精確並 且所需的電路更少。更少的電路還意味著響應速度更 快，這對於 SiC MOSFET 而言至關重要，因為它們的 SCWT 比 IGBT 更短。為了解決功率損耗問題，有些電源模組包含整合的電 流調節功能，以減小流經分流電阻器的電流（圖 46）。模組中內建的分流電路可降低分流電阻器中耗散的功 率，相應的比率由功率器件製造商提供。該方法的功耗 比典型的分流電阻器測量要低，從而可以實現更精確 的電流測量。

圖 46：使用具有整合電流調節功能的 FET 的過流